Хабрахабр

Тюнинг переходных отверстий печатных плат

Давайте поговорим про проектирование переходных отверстий — для серьёзной электроники их качество очень важно. В начале статьи я осветил факторы, влияющие на целостность сигнала, а потом показал примеры расчёта и тюнинга импеданса одиночных и дифференциальных переходных отверстий.

Всем привет, меня зовут Вячеслав. Я занимаюсь разработкой печатных плат 5 лет, и за это время не только прочитал множество правил и рекомендаций по трассировке, но и находил первоисточники и работал с ними.

В таких условиях, каждое небрежно спроектированное переходное отверстие будет вносить свой небольшой вклад в ухудшение сигнала, и в результате интерфейс может не заработать. В сложных вычислительных системах, которые разрабатывает компания YADRO, высокоскоростные сигналы на пути от передатчика к приёмнику преодолевают значительные расстояния, проходя сквозь несколько плат и делая десяток межслойных переходов.

Целостность сигнала

Переходные отверстия (далее п/о, англ. via) представляют собой неоднородности в линии передачи. Как и другие неоднородности, они портят сигнал. Этот эффект слабо выражен на низких частотах, однако с увеличением частоты значительно возрастает. Часто разработчики уделяют незаслуженно мало внимания структуре переходных отверстий: они могут быть скопированы из «соседнего» проекта, взяты из даташита или вообще не заданы в САПР (настройка по умолчанию).

Слепое повторение может только навредить. Перед тем как использовать рассчитанную структуру, необходимо понять, почему её сделали именно такой?

На целостность сигнала в канале при прохождении через переходные отверстия главным образом влияют следующие факторы:

  • отражения сигнала из-за изменения волнового сопротивления;
  • деградация сигнала вследствие паразитной ёмкости и индуктивности;
  • отражения от неиспользуемого отрезка п/о при переходе на внутренний слой (далее стаб от англ. via stub);
  • перекрёстные помехи (англ. Cross talks);
  • помехи в шинах питания.

Рассмотрим подробнее причины этих эффектов и методы их устранения.

Фактор 1. Волновое сопротивление п/о

В идеально спроектированной плате волновое сопротивление не меняется на всем протяжении трассы, в том числе и при переходе на другой слой. В реальности это обычно выглядит примерно так:

Рисунок 1. Изменение волнового сопротивления при переходе на другой слой.

Как же повлиять на это? Чем лучше согласованы волновые сопротивления, тем меньше будет отражение сигнала.

Структура п/о на плате. Рассмотрим структуру п/о на плате [1].

Рисунок 2.

Изменяя элементы п/о, мы изменяем волновое сопротивление перехода. Наша цель – согласовать импеданс переходной структуры с импедансом проводников для минимизации отражений. Рассмотрим, как изменится импеданс при изменении элементов структуры п/о.

Фактор 2. Паразитная индуктивность и ёмкость

Проводники на печатной плате можно изготовить с волновым сопротивлением, лежащим в широком диапазоне, однако чаще всего это 50 Ом. С одной стороны, это связано с исторической преемственностью: импеданс 50 Ом был стандартизирован для коаксиальных кабелей как компромисс между уровнем нагрузки драйвера и потерей энергии сигнала. С другой стороны, 50-Омный проводник легко изготовить на типовой плате.

Для разработчика важным является не столько конкретное значение волнового сопротивления, сколько его постоянство на всём протяжении линии передачи.

меняет погонную ёмкость и индуктивность линии передачи до определённой величины. Для того, чтобы сделать линию передачи с фиксированным значением волнового сопротивления, разработчик подбирает ширину дорожки и расстояние до опорного слоя, т.е.

В первом приближении, мы должны, в рамках разумного, максимально снизить паразитную индуктивность, а затем менять параметры п/о для достижения заданной емкости, и соответственно импеданса. В п/о индуктивная составляющая довольно значима.

Чрезмерное уменьшение ёмкости п/о будет причиной локального повышения импеданса и, как следствие, отражений сигнала.

Фактор 3. Via stub

Что происходит, когда сигнал проходит через переходное отверстие со стабом?

Рисунок 3. Переходное отверстие со стабом, резонанс на ¼ длины волны.

Дойдя до внутреннего сигнального слоя, сигнал разделяется: часть движется вдоль трассы на внутреннем слое, а часть продолжает движение вниз по переходному отверстию, затем отражается от слоя Bottom. В нашем примере сигнал распространяется сверху вниз со слоя Top. После того, как отражённый сигнал достиг внутреннего слоя, он снова разделяется, часть движется вдоль трассы, а часть возвращается к источнику.

Insertion Loss). Отражённый сигнал будет суммироваться с исходным и искажать его, что будет выражаться в сужении окна на глазковой диаграмме, и увеличении уровня вносимой потери (англ.

В худшем случае, отрезок TD окажется равным ¼ длины волны сигнала, тогда отражённый сигнал достигнет трассы на внутреннем слое с задержкой в половину периода, наложившись на исходный сигнал в противофазе.

Хорошим приближением будет считать приемлемым стаб, дающий резонанс на 7 гармонике и выше [2].

Рисунок 4. При анализе целостности рекомендуется рассматривать полосу пропускания шириной 5 частот Найквиста. 65, 1. График уровня вносимых потерь для п/о со стабами 0, 0. 2 мм.

Мы можем сделать вывод, что, если наш сигнал работает на частоте 2–3 ГГц, мы можем себе позволить не устранять стаб, поскольку в пределах 7 гармоник «всё спокойно». На рисунке 4 изображён огромный резонанс на частотах около 24 ГГц.

Изображение с сайта polarinstruments.com. Произвести быструю оценку критичности стаба можно в калькуляторе Polar:


Рисунок 5. 5 мм допустима для сигналов с временем нарастания более 500 пс. Длина стаба 2.

Они учитывают геометрию п/о и позволяют рассчитать поправку для диэлектрической проницаемости диэлектрика по оси Z. Чуть более точный результат дают формулы, приведённые в статье [2].

Backdrilling), либо используя микропереходы (англ. Устранить стаб можно с помощью операции «обратное высверливание» (англ. Выбор зависит от особенностей проекта. blind and buried vias). После изготовления платы, сверлом большего диаметра стаб высверливается на заданную глубину. Обратное высверливание проще и дешевле. Современные САПР поддерживают данный функционал. От разработчика требуется задать дополнительные отступы топологии в зоне высверливания, а также доступно для производителя указать требования по высверливанию в конструкторской документации.

HDI), однако в некоторых случаях их можно использовать, нивелировав дороговизну отказом от обратного высверливания и снижением количества слоёв на плате. Микропереходы в первую очередь предназначены для плат высокой плотности (англ. При разработке плат HDI следует помнить некоторые особенности:

  • каждый новый тип п/о увеличивает стоимость платы;
  • для лазерного сверления используются специальные оптимизированные препреги, свойства которых могут отличаться;
  • металлизация глухих отверстий увеличивает толщину меди на внутренних слоях.

Крайне рекомендуется заранее согласовать структуру платы с изготовителем.

Фактор 4. Перекрёстные помехи

Перекрёстные помехи – нежелательная передача сигнала из одной линии в соседнюю. Эта передача происходит, потому что два близко расположенных проводника имеют ёмкостную и индуктивную связь.

Перекрёстные помехи сигналов в п/о обусловлены индуктивной составляющей. Характер перекрёстных помех сигнальных проводников и п/о немного отличается.
В п/о у сигнала нет опорного слоя, возвратные токи текут по соседним п/о, образуя большую петлю.

Однако часто тополог не располагает большим пространством.
Сближение п/о в дифференциальной паре не только уменьшает занимаемую площадь, но и положительно сказывается на помехоустойчивости [3]. Наибольшего эффекта по минимизации перекрёстных помех можно достичь, увеличив расстояние между п/о.

При таком способе потребуется вести сигналы с шагом около 2 мм (Рисунок 6). Общепринятый способ по минимизации перекрёстных помех между соседними сигнальными п/о — поместить экранирующее п/о между ними. Staggered pattern), как на рисунке 7. Если места недостаточно, можно использовать меньший шаг со сдвигом (англ. Минимизация перекрёстных помех с помощью экранирующего п/о. С помощью моделирования можно подобрать идеальный угол сдвига [4].

Рисунок 6.

Минимизацию перекрёстных помех с помощью диагонального «шахматного» сдвига.
Рисунок 7.

Также помехи можно уменьшить на стадии проектирования корпуса микросхемы [6]. Перекрёстные помехи можно также снизить экзотическими методами, например, длинным стабом (за счёт смещения индуктивно-ёмкостного баланса п/о) [5].

Фактор 5. Помехи в шинах питания

Помимо соседних сигнальных цепей, на качество сигнала могут оказывать помехи из внутренних слоёв.

В силу увеличения индуктивности у краев полигонов, протекающие токи формируют краевые поля (англ. По полигонам питания могут протекать большие токи. Краевые поля являются источником электромагнитного излучения (англ. Fringing fields) по всем границам полигона, в том числе и в вырезах. Для снижения эмиссии электромагнитного излучения, применяется правило 20H (Рисунок 8), который заключается в сужении полигона питания по отношению к полигону земли.

Рисунок 8. Edge-fired emission) в пространство. Краевые поля и правило 20H.

Правило 20H для п/о обеспечить трудно, да и излишне, обычно рекомендуется антипад диаметром около 2 мм (Рисунок 9).

Рисунок 9. Для защиты п/о от помех, если есть возможность, необходимо увеличивать антипад на полигонах питания. Увеличенный антипад на слоях питания

Расчёт импеданса одиночных переходных отверстий

Основываясь на знаниях о влиянии элементов п/о на импеданс, мы можем спроектировать своё идеальное п/о. Отличным стартом будет расчёт импеданса в калькуляторе.

Оба они позволяют быстро рассчитать импеданс одиночного п/о. У инженеров, связанных с разработкой печатных плат, популярны такие калькуляторы как Saturn PCB Design Toolkit и Polar Instruments Si9000e.

Это связано с тем, что у этих инструментов разный подход. Результат полученный в данных калькуляторах сильно отличается друг от друга.

Формулы расчёта не приведено. Polar cчитает импеданс в двухмерной плоскости, где п/о пересекает полигон питания. Опытным путём было установлено, что расчёт производится по формуле импеданса коаксиального кабеля:

$z_0=\frac{VP}}{\sqrt{Er1}}$



Рисунок 10. Изображение с сайта polarinstruments.com

Это связано с неоднородностью структуры диэлектрика: он состоит из смолы (Er 3. На иллюстрации указано достаточно низкое значение диэлектрической проницаемости Er1, по сравнению со стандартным. 1), поэтому имеет среднюю диэлектрическую проницаемость около 4. 2) и нитей стекловолокна (Er 6. Это значение может довольно сильно локально изменяться. 1. Так, вблизи п/о преобладает смола, поэтому значение диэлектрической проницаемости пересчитано в сторону уменьшения [7].

Saturn PCB считает импеданс по формуле:

001}}$" data-tex="display"/> <img src="https://habrastorage.org/getpro/habr/formulas/ad1/353/e8a/ad1353e8ac1a102933996df224b45390.svg" alt="$z_0=\sqrt{\frac{ViaInductance}{ViaCapacitance*0.

Импеданс точно такого же п/о длинной 1. При изменении длины п/о, значения индуктивности и ёмкости изменяются непропорционально, импеданс изменяется. (Рисунок 11)

Рисунок 11. 6 мм, Saturn PCB рассчитывает, как 128 Ом! Расчёт п/о в программе Saturn PCB Design Toolkit.

Сразу возникает вопрос: кому верить?

6 мм (Рисунок 12)

Рисунок 12. Промоделируем в трёхмерном решателе электромагнитных полей (англ 3D Solver), как это будет выглядеть на реальной 8-слойной плате толщиной 1. Структура перехода между слоями с отверстием для возвратного тока.

Приблизив возвратное п/о, можно добиться снижения ещё на 5 Ом. В нашем случае импеданс получился около 70 Ом. Импеданс цепи с п/о на временной диаграмме. «Поиграв» с размером антипада, можно довольно точно подогнать импеданс к целевому значению (Рисунок 13).

Рисунок 13.

Параметры одиночных п/о в частотной области. В частотной области «лучшие» параметры выражаются в меньшем значении коэффициента отражения от входа (Рисунок 14).

Рисунок 14.

Возможно, для получения адекватного результат в Saturn PCB, требуется ввести поправки. Расчёт Polar оказался ближе к полученному результату. Если у кого-то есть положительный опыт расчёта импеданса в Saturn, поделитесь в комментариях!

Расчёт импеданса дифференциальных переходных отверстий

Расчёт дифференциальных п/о аналогичен одиночным, за исключением того, что теперь у нас нет калькулятора: указанные выше инструменты не считают дифференциальные п/о. Также, теперь мы можем дополнительно изменять шаг п/о в диф. паре.

6 мм. Структуру возьмём ту же: 8-слойную плату толщиной 1. Рассмотрим 9 конфигураций п/о (Рисунок 15).

125 мм и отличаются лишь расположением отверстий для возвратного тока. Первые 3 п/о имеют зазоры 0. П/о с 6 и далее имеют увеличенный антипад (0. Все п/о с 4 и далее имеют шаг 1 мм. Переходные отверстия. 250 мм) и отличаются отступом отверстий для возвратного тока.

Рисунок 15.

Импеданс п/о во временной области. Рассмотрим график импеданса (Рисунок 16).

Рисунок 16.

Via barrel). На графике хорошо виден «горб», который соответствует вертикальному отрезку п/о — «стакану» (англ.

Предпочтительней улучшить via7-9, а если не получится, то via4-5, чтобы уменьшить «горб» за счёт сдвига графиков вправо.

Рисунок 17. Рассмотрев частотную зависимость коэффициента отражения VIA1-3 (Рисунок 17), видим, что несмотря на хорошие показатели на целевой частоте 6 ГГц, имеется резонанс на более низких частотах. Коэффициент отражения от входа п/о.

125 мм. Уменьшим антипад у VIA9, чтобы получить зазоры 0. 75 мм и рассмотрим полученный результат (Рисунок 18).

Рисунок 18. Для VIA4 уменьшим шаг п/о до 0. Сравнение импеданса модифицированных п/о.

Сравнение коэффициента отражения модифицированных п/о. В частотной области виден сдвиг графика коэффициента отражения от входа вправо (Рисунок 19).

Рисунок 19.

Заключительные рекомендации

Переходные отверстия в печатных платах — это сложная и неоднородная структура. Для корректного расчёта параметров необходимы дорогие 3D решатели, компетенции и значительные затраты времени.

Если неоднородность электрически короткая (время задержки менее 1/ 6 фронта), стаб резонирует на частотах, находящихся за пределами полосы пропускания — нет смысла тратить время и деньги на оптимизацию. Если нет возможности избежать использования переходов критических сигналов на другие слои, необходимо прежде всего оценить степень влияния возникших неоднородностей на целостность сигналов.

В первом приближении удобно использовать готовые структуры из даташитов или предыдущих плат, но помнить об особенностях текущего проекта.

Калькуляторы позволяют быстро оценить параметры п/о, однако используют сильно упрощённые модели, негативно влияющие на результат.

Список литературы

  1. Chin, T. Differential pairs: four things you need to know about vias. Retrieved from TI E2E Community: https://e2e.ti.com/blogs_/b/analogwire/archive/2015/06/10/differential-pairs-four-things-you-need-to-know-about-vias#
  2. Simonovich, B. Via Stubs Demystified. Retrieved from Bert Simonovich's Design Notes: https://blog.lamsimenterprises.com/2017/03/08/via-stubs-demystified/
  3. Demystifying Vias in High-Speed PCB Design. Retrieved from Keysight Technology: https://www.keysight.com
  4. K. Aihara, J. Buan, A. Nagao, T. Takada and C.C. Huang, “Minimizing differential crosstalk of vias for high-speed data transmission,” in Proc. 14th Elect. Perform. Electron. Packages and Systems, Portland, OR, Oct. 2014.
  5. C.M. Nieh and J. Park, “Far-end Crosstalk Cancellation using Via Stub for DDR4 Memory Channel,” in Proc. 63rd Electronics Components and Technology Conference, Las Vegas, NV, May 2013, pp. 2035-2040.
  6. H. Kanno, H. Ogura and K. Takahashi, “Surface-mountable Liquid Crystal Polymer Package with Vertical Via Transition Compensating Wire Inductance up to V-band,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Philadelphia, PA, June 2003, pp. 1159-1162.
  7. Via Pad / Anti-Pad Impedance Calculation. Retrieved from Polar instruments https://www.polarinstruments.com/support/si/AP8178.html
Теги
Показать больше

Похожие статьи

Добавить комментарий

Ваш e-mail не будет опубликован. Обязательные поля помечены *

Кнопка «Наверх»
Закрыть